光伏逆變器中使用典型的反激變換器作為DC/DC部分的拓撲，本文簡要分析反激變換器在光伏微逆中的應用。

一．反激變換器的應用概要分析

反激變換器一般用于較小功率的降壓應用，典型來說低于幾百瓦左右，它具有較低的輸出電流。在光伏微逆變器應用中，反激變換器作為單極拓撲，它可以把20V-45VDC的PV電池電壓，升壓到一個對應AC整流后的輸出電壓，同時通過變壓器將PV電池和電網隔離開。正激變換器同樣可以升壓PV電池電壓，并提供隔離，但是其元件數目會多一些。

基于電路簡單的優勢，選擇反激變換器作為微逆變器的主拓撲，但是不可忽略其相應的擔心，就是漏感能量的處理。具體來說，當反激MOSFET關斷時，有較大的能量留在磁芯中，它不能傳遞到副邊，這個能量導致一個大的電壓峰值，加在反激主MOSFET漏極上。傳統的電阻，電容，二極管吸收電路（RCD吸收電路)可以加在變壓器的原邊抑制MOSFET尖峰電壓，但是其具有副作用就是，將這個能量只能耗散為熱損失。

光伏微逆變器引入了一個有源箝位電路，它本質上是無損吸收電路，漏感尖峰被箝位電容箝位，這些殘存能量存儲在箝位電容中，這個能量之后就會被電路傳遞到副邊，重新利用這部分能量供給負載。如果正確的設計，有源箝位電路也可以對反激MOSFET提供ZVS開關，減小開關損耗和提升效率。

圖1 單相的有源箝位反激變換器簡圖

圖1為有源箝位反激變換器的單相結構，其中漏電感顯示為一個獨立元件顯示出來，但是實際上它可以認為是集成到主變壓器中的,Q1為反激主控MOSFET.如果箝位MOSFET Q2跨過變壓器繞組的話，就必須使用高邊驅動電路，這里，PMOS Q2的使用可以避免使用高邊驅動電路。

圖2 有源箝位反激驅動電路

對于驅動電路來說，如圖2所示，一個關鍵問題是驅動PMOS的電路如何設計，為了驅動PMOS需要一個負電壓，放在PMOS的門級和源極。門級驅動器MCP14E4的輸出是一個具有一定占空比的方波，幅值為12V，其中門級驅動器的輸入信號PWM1H和PWM1L是來自控制器的輸出信號，一個小陶瓷電容0.1uF放置在PMOS驅動的串聯回路上，用于去除直流偏置。

在占空比50%時，方波幅值將為6V到-6V之間，增加一個二極管D22，放在電容后，陽極接到電容，陰極接到地,二極管將箝位正電壓到0.7V,則驅動信號幅值被箝位到負電壓，圖3顯示出兩個MOSFET的門級驅動波形.

圖3 有源箝位反激的典型運行波形

二.有源箝位反激變換器的運行原理分析

光伏微逆變器參考設計用一個交錯有源箝位反激變換器實施，交錯拓撲可以均流輸入輸出電流，可以實現低的銅損和鐵損，電流均流后輸出二極管導通損耗可以減小，可以幫助提升總體效率。

這里還有兩個另外的原因去實施交錯設計，如減小輸出電流紋波，幫助減小THD，因為輸入電流紋波同時也減小了，所以可以改善輸入bulk電容的壽命。

當設計反激變壓器時，必須要確認的一件事情是它工作在CCM還是工作在DCM狀態，交錯反激變換器可以運行在CCM和DCM兩種模式。例如，在輕載階段，反激運行在DCM模式，在重載階段，反激運行在CCM模式，在CCM模式，原邊和副邊的峰值電流將是2倍或者3倍低于DCM模式。

另外，其它角度來看，運行在CCM的好處包括：

1.使用較小的輸出濾波電容，并且有低紋波額定值

2.減小輸出二極管損耗

3.具有較小的瞬態輸出電壓尖峰

4.EMI性能更好

5.若使用SiC的二極管，反向恢復損耗可以降到[敏感詞]

以下部分將典型波形分解為6個不同時間段，討論系統運行的細節。

T0，在階段t0，反激主MOSFET Q1導通，箝位PMOSFET關斷，因為變壓器的電壓為負，所以輸出二極管D1反向偏置，在這個階段輸出電容傳遞需要的能量到負載，電感紋波電流表達如下圖4，為電感特性基本公式。

圖4 反激電感紋波電流計算

T1,階段t1定義為當主MOSFET Q1關斷，到箝位PMOSFET Q2開始導通之間的時間.這段時間定義為死區，這個間隔可以分為兩部分,[敏感詞]部分為MOSFET Q1關斷一直到開始箝位MOSFET Q1的Vds電壓（臨界點）。

當MOSFET Q1關斷，從漏感流過電路的電流還是原來的方向，它用來充電MOSFET Q1的輸出電容Coss，漏感電流將充電Coss到PV模塊輸入電壓再加上反射輸出電壓部分(Vpv+Vo/N)，在這個階段，輸出二極管開始正向偏置，因為在變壓器副邊的電壓變正了，存儲在磁芯中的能量開始傳遞到副邊以此充電系統輸出電容和供給負載能量。

第二個階段在主MOSFET Coss充電之后發生，并且一直到PMOSFET Q2開通之前.在Coss充電之后，漏感中余下的能量將開始流向箝位電容，此時隨著主MOSFET的Vds電壓增加，會正向偏置PMOSFET的體二極管，箝位電容開始存儲來自漏感的剩余能量。總結一下就是漏感能量先充電主MOSFET的Coss，再將剩余能量充電到箝位電容中。

T2,在t2這個階段，PMOSFET是ZVS切換, 因為體二極管在t1階段已經正向偏置，輸出二極管正向偏置，一直提供能量到輸出電容和負載，漏感和箝位電容開始諧振，能量從電感傳輸到箝位電容，圖5公式決定了箝位網絡的諧振頻率。

圖5 箝位網絡諧振頻率計算

這個t2階段結束于當漏感能量結束時刻。

T3,在階段t3，PMOSFET必須要開通，這樣諧振腔電流可以連續諧振，但是存儲在箝位電容中的能量開始傳輸回漏感，在這個階段，輸出二極管依然正向偏置，存儲在電容中的能量最終會傳輸到副邊，重新利用了漏感能量。

T4,在階段t4，是另一個死區時間，存在于當箝位MOSFET Q2關斷后，MOSFET Q2應該在靠近諧振周期峰值時關斷，強制[敏感詞]腔電流流過MOSFET Q1的體二極管，給drain to source電容Coss放電以便實現ZVS切換，在這個階段，輸出二極管保持正向偏置。

T5,在階段t5，反激MOSFET Q1開始ZVS切換,此時輸出二極管反向偏置，輸出電容給負載供電。為了使Q1的ZVS發生，非常重要的是，當反激MOSFET關斷時，t1階段電感中的能量大于給Q1 的Coss充電的能量，使得Q1 MOSFET的體二極管可以正向偏置，存儲在電感中的能量和需要給Coss充電的能量可以計算如下圖6所示，漏感峰值電流Ipk可以計算如圖7所示。

圖6 LC諧振能量交換計算

圖7 漏感峰值電流計算

總結，以上簡要討論了反激變換器拓撲應用于微逆變器中的一些典型特性，并討論了反激有源箝位拓撲的基本工作原理。

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