抑制開關穩壓器EMI：不用濾波電路，還有什么好方法？

發布時間：2022-03-10作者來源：薩科微瀏覽：2662

對于要實現電池供電或分布式電源系統的設計人員來說，使用低壓降 (LDO)穩壓器還是開關穩壓器往往是個問題。開關穩壓器的效率相對更高，可謂是一項優勢，尤其是對于電池供電產品。然而，電源中快速開關晶體管產生的EMI才是關鍵權衡要素——在高度集成的緊湊型設計中，EMI可能會衍生成更嚴重的問題。輸入和輸出濾波電路可減輕EMI的影響，但會增大電路尺寸、增加成本和復雜性。新一代的集成式模塊化開關穩壓器解決了這些問題，這些開關穩壓器可提供各種內置技術來抑制EMI，同時不影響穩壓器的性能或效率。 本文簡要說明了開關穩壓器在便攜式設計中占據的優勢以及濾波電路的重要性。此外，還以 Allegro Microsystems 、Analog Devices 和Maxim Integrated的產品為例，介紹了內置EMI濾波器的開關穩壓器以及用其簡化功率傳輸的方法。

為什么要在便攜式設計中使用開關穩壓器?

效率高、功耗低（降低熱管理難度）、功率密度大是選擇開關穩壓器而非LDO的主要原因。在大部分負載范圍內，商用開關穩壓器模塊的效率（即輸出功率/輸入功率 x 100）通常約為90%至95%，遠高于同等的LDO。此外，開關穩壓器既能升壓、降壓，也可提供反相電壓，因此在靈活性上也勝過LDO。

開關穩壓器的核心是脈沖寬度調制 (PWM) 開關元件，包含一兩個金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)，以及與之配對的一兩個電感器用于能量存儲。開關穩壓器的工作頻率決定了單位時間內的開關循環次數，而PWM信號的占空比 (D) 決定了輸出電壓（根據 V_OUT= D × V_IN）。

在便攜式設計中，開關穩壓器的高效率雖是一項優勢，卻也存在不少待權衡要素，包括成本、復雜性、尺寸、負載瞬變響應慢以及低負載下的低效率（盡管正在逐步改進）。另一項主要設計挑戰是應對功率晶體管開關產生的EMI。其開關動作會引起電路其他部分的電壓和電流過沖，從而導致輸入輸出電壓和電流紋波，并在開關頻率處（及其倍數）產生瞬態能量尖峰。電壓紋波在PWM“開啟”周期結束時達到峰值（圖1）。

圖1：開關穩壓器的輸出電壓紋波波形圖顯示了瞬態尖峰是EMI的主要來源。（圖片來源：Analog Devices）

EMI管理策略

如需降低因穩壓器功率FET開關引起的EMI，在輸入和輸出端添加電阻電容(R-C) 吸收電路是一種行之有效的方法。該電路有助于濾除能量尖峰，減小電壓和電流紋波，從而降低 EMI。在好的設計中，輸出電壓為2至5V的開關電源[敏感詞]能將電壓紋波峰峰值降至10至50mV，并使瞬態尖峰最小化。

濾波電路元件的選型是一項棘手的工作，尤其是輸入和輸出端的大容量電容器，因為需要在元器件尺寸、成本（以及對穩壓器瞬態響應和回路補償的影響）與電壓峰峰值、電流紋波和EMI抑制之間進行權衡。

借助基于關鍵公式的一些成熟技術是不錯的切入點。輸入電壓紋波包括ΔV_Q（由輸入電容器放電產生）和ΔV_ESR（由輸入電容器的等效串聯電阻 (ESR) 產生）。如果已指定輸入端的電壓紋波[敏感詞]峰峰值，分別通過公式1和公式2即可估算大容量電容器的所需輸入電容 (C_IN)和ESR：

其中： I_LOAD(MAX) 是[敏感詞]輸出電流 ΔI_p-p 是電感器電流峰峰值 V_IN 是輸入供電電壓 V_OUT 是穩壓器輸出電壓 f_SW 是開關頻率

同樣，如果已指定輸出端的電壓紋波[敏感詞]峰峰值，則分別通過公式3和公式4即可確定大容量電容器的電容和ESR：

請務必注意，ΔV_ESR和ΔV_Q不可直接相加，因為兩者彼此相位相異。如果設計人員選擇陶瓷電容器（ESR通常較低），則主要是ΔV_Q；若選擇電解電容器，則主要是ΔV_ESR。

快速負載瞬變期間輸出電壓與期望輸出的可接受偏差也會影響輸出電容容量和ESR阻值的選擇。具體而言，在開關穩壓器控制器增大PWM占空比來響應負載瞬變前，輸出電容器必須能夠在瞬變期間支持負載電流。如需計算負載階躍期間最小輸出偏差所需的輸出電容和ESR，可分別使用公式5和公式6：

其中：

I_STEP 是負載階躍

t_RESPONSE 是控制器的響應時間

這些計算雖有助于簡化相應元件的選擇以管理電壓和電流紋波及瞬態尖峰，但設計人員仍必須考慮電容器的耗散功率 (PCAP)。計算公式如下：

其中 I_RMS 是 RMS 輸入紋波電流

該公式表明在給定ESR的情況下，內部溫升與紋波電流的平方成正比。在用于減小較大的紋波電流時，可能會造成電容器明顯發熱，如果散熱不及時，則電容器的電解液將逐漸蒸發，使其性能下降直至完全失效。為了避免出現這種情況，工程師必須選擇表面積較大、價格更昂貴的器件以促進散熱。

使用低EMI穩壓器

盡管輸入和輸出濾波可減小電壓和電流紋波，但是選擇一款既符合規格，又能實現最小紋波高度峰峰值的開關穩壓器才是好的設計習慣。藉此減少濾波電容器因功率耗散而產生的應力，從而使用更為小巧、便宜的器件。

實現最小電壓和電流紋波的一種技術是采用電壓模式控制方案。在此方案中，通過將控制電壓施加到比較器的一個輸入端，并將時鐘產生的固定頻率鋸齒電壓（或“PWM斜坡”）施加到另一輸入端來生成PWM信號。相較于另一種可選的電流模式控制方案，該技術在實現EMI最小化方面性能更佳。前者更容易加劇EMI程度，因為功率級產生的噪聲往往會進入控制反饋回路。（參閱Digi-Key文庫文章《DC-DC開關穩壓器中用于PWM信號發生的電壓和電流模式控制》）

除了考慮采用電壓模式控制外，多家芯片供應商還提供了許多方法來從內部減小電壓和電流紋波的幅度。Allegro Microsystems的A8660同步降壓轉換器正是一個實例。這款高端器件通過了汽車AEC-Q100認證。該穩壓器的輸入電壓 (V_IN) 范圍為0.3至50V，可調輸出電壓范圍為3至45V，可編程基本頻率 (f_OSC) 范圍為200kHz至2.2MHz。此外，A8660還提供一系列保護功能，包括在器件退出壓降狀態時，通過軟恢復來防止V_OUT過沖和電壓尖峰干擾。

穩壓器實現EMI最小化的關鍵在于一種稱作PWM基本頻率抖動的技術。啟用后，內部設置的“抖動掃描”會系統地將f_OSC改變±10%，從而使開關頻率能量分散。抖動調制頻率 (f_MOD)為12kHz，以三角調制波形進行掃描。

在啟用和禁用抖動的情況下，A8660的傳導和輻射發射頻譜對比如圖2所示。兩個測試設置采用的外部元器件和印刷電路板布局完全相同。

圖2：使用固定基本頻率（紅色）的開關穩壓器與采用頻率抖動（藍色）的穩壓器輻射發射頻譜對比。工作參數：fOSC = 2.2MHz，VIN = 12V，VOUT= 3.3V，負載 = 3A。（圖片來源：Allegro Microsystems）

對于工作頻率低于AM無線電頻段 (f_OSC < 520kHz) 的設計，A8660的同步輸入可用于f_OSC及其諧波的頻移，以進一步降低EMI。只需將外部時鐘連接至SYNC_IN引腳，并將A8660的基本頻率由f_OSC的1.2倍增至1.5倍即可實現。

Analog Devices的LT8210IFE同步降壓/升壓控制器也具有三角頻率調制方案。在這種情況下，LT8210IFE可將f_SW由標稱設定頻率緩慢擴展至設定值的112.5%，并解擴恢復。

此外，該器件還具有“直通”功能可暫停開關，從而消除開關損耗以降低EMI并提高效率。該穩壓器的輸入范圍為2.8至100V，輸出為1至100V。輸出電壓精度為±1.25%，反向輸入保護高達-40V。

啟用直通模式時，穩壓器的降壓和升壓調節回路可獨立運行。通過將降壓調節模式預設輸出電壓 V_OUT(BUCK)設置成高于升壓調節模式預設輸出電壓V_OUT(BOOST)，即可使用獨立的誤差電流來產生直通窗口。直通模式對輸出電壓紋波的影響如圖所示（圖3）。

圖3：在直通模式下，即使面對高噪聲輸入源（紅色跡線），LT8210穩壓器亦可減小輸出電壓紋波（藍色跡線）。（圖片來源：Analog Devices）

V_IN在V_OUT(BOOST)與V_OUT(BUCK)之間時，輸出電壓追蹤輸入電壓。一旦V_OUT趨近于V_IN，LT8210就會進入低功耗狀態（直通模式），即開關A和D持續導通，而開關B和C關斷。V_OUT超出V_IN達到設定百分比時，開關A、C 和 D關斷，直至放電使輸出電壓與V_IN幾乎相等時，才重新連接輸出。如果處于（非開關）直通窗口內時輸入出現正瞬變，使得V_IN超出V_OUT達到設定百分比，則開關將重新導通，以防電感器電流中出現較大幅度瞬時振蕩。此時，輸出電壓將逐漸接近輸入電壓，方式類似于軟啟動，而V_OUT趨近于V_IN時，開關A和D將再次持續導通。開關拓撲如圖4所示。